干了這么多年電源設計幾乎每天都要和三種電路打交道Buck降壓、Boost升壓以及能升能降的Buck-Boost。不管你是在做手機快充、車載電源、還是便攜設備的電源管理最終都要落到這三種最基本的功率拓撲上。很多剛?cè)胄械墓こ處熆傆X得它們就是三個公式、三種開關管接法可實際設計起來各有各的脾氣——Buck的環(huán)流、Boost的輸出二極管應力、Buck-Boost的控制切換任何一個處理不好都會讓板子發(fā)熱、炸管甚至無法穩(wěn)定工作。這篇筆記我打算用盡量直白的語言把三種電路的工作原理、參數(shù)計算和實戰(zhàn)中容易踩的坑一次性講透適合剛接觸電源的硬件工程師也適合想深挖原理的老手。1. 三種拓撲解決的是同一個問題電壓怎么變1.1 從能量搬運的角度看三種拓撲開關電源本質(zhì)上是把能量從輸入端“搬運”到輸出端而這個過程中間靠的是電感儲能。你可以把電感想象成一個水桶開關管像閥門二極管或同步整流管像單向水輪。Buck、Boost、Buck-Boost的不同之處就在于這個水桶怎么接、閥門怎么開、水往哪邊倒。Buck也叫降壓電路輸入電壓高輸出電壓低。它工作時先把開關管接通讓輸入給電感充電同時給負載供電等開關管關斷電感里的能量繼續(xù)通過續(xù)流二極管釋放給負載。整個過程中電感始終在負載這一側(cè)“續(xù)水”所以輸出電壓的紋波比較小適合把12V降到5V、把24V降到3.3V這種場景。Boost是升壓電路輸入電壓低輸出電壓高。它工作時先讓開關管導通把電感接到輸入上“灌水”儲能此時負載由輸出電容放電提供能量開關管斷開時電感上的電壓會和輸入電壓疊加在一起通過二極管向輸出供電。這就是為什么Boost能升壓——因為電感和輸入是串聯(lián)著“一起往外倒水”的。Buck-Boost則更特殊。傳統(tǒng)的拓撲輸出是負極性的且既能升壓也能降壓。因為它的能量傳遞方向是先將輸入的能量存進電感再把電感上的能量“甩”到輸出端輸入和輸出之間沒有直接的導通通路。如果再加上四個開關管組成的四開關結(jié)構(gòu)就能得到真正的非反相Buck-Boost輸入電壓圍繞輸出電壓上下波動時都能穩(wěn)住輸出。1.2 輸入輸出關系、器件應力、適用場景對比三種拓撲的核心公式在連續(xù)導電模式CCM下非常簡潔但要注意這些公式只在理想情況下成立實際占空比要受開關管壓降、二極管壓降、損耗等因素修正。拓撲輸出與輸入關系CCM開關管電壓應力二極管電壓應力輸出電流連續(xù)性典型應用BuckVout D * Vin≈ Vin≈ Vin連續(xù)電感串聯(lián)輸出12V轉(zhuǎn)5V、DDR供電、POL模塊BoostVout Vin / (1-D)≈ Vout≈ Vout連續(xù)斬波電感在輸入側(cè)電池升壓5V/12V、LED驅(qū)動反相Buck-BoostVout -D*Vin/(1-D)≈ Vin |Vout|≈ Vin |Vout|不連續(xù)能量中轉(zhuǎn)負壓發(fā)生器、OLED偏置四開關Buck-BoostVout D*VinBuck段/ Vout≈Vin過渡/ VoutVin/(1-D)Boost段每種模式內(nèi)與對應拓撲相似同步整流管參與連續(xù)電感串聯(lián)輸出側(cè)汽車電源、電池寬壓范圍穩(wěn)壓我見過不少新手以為Buck-Boost只要有一句“能升能降”就夠了實際上接線、地參考、控制策略完全不同。尤其是反相Buck-Boost它的輸出是負的——如果你在主電源系統(tǒng)里直接用它去產(chǎn)生一個正壓沒注意隔離和參考地整個負載都會被掛在負電源上這是非常容易出事故的。1.3 為什么必須區(qū)分連續(xù)模式和不連續(xù)模式三種電路都會出現(xiàn)兩種工作狀態(tài)連續(xù)導電模式CCM和不連續(xù)導電模式DCM。CCM下電感電流在整個周期都不會降到零DCM下電感電流會有一段是零。為什么要說這個因為這直接影響你的環(huán)路穩(wěn)定性、紋波大小和電感的選型。CCM下控制到輸出的傳遞函數(shù)比較“溫和”而DCM下則多出一個極點不易補償。很多集成DC-DC芯片手冊里會給一個電感臨界值就是為了確保在典型負載下芯片工作在CCM避免模式切換帶來的非線性。這對Buck來說比較寬容DCM也不影響輸出電壓基準但Boost如果進入DCM輸出電壓會隨負載變化而明顯漂移而且右半平面零點移向高頻環(huán)路更難設計。Buck-Boost兩種模式下極點位置差異更大這也是為什么專用的四開關Buck-Boost控制器要專門做模式切換的算法不是在同一個公式下?lián)Q皮。2. Buck降壓電路從能量角度拆解占空比、電感紋波與同步整流2.1 Buck的開關時序高壓側(cè)管的”水閘“Buck的經(jīng)典結(jié)構(gòu)是輸入接上管高壓側(cè)MOSFET上管源極接電感電感再接輸出電容和負載下管或二極管接在開關節(jié)點和地之間。上管導通時輸入通過電感和輸出電容給負載供電電感電流上升上管關斷后電感電流通過下管或續(xù)流二極管繼續(xù)流向負載電流下降。伏秒平衡告訴我們電感兩端在一個開關周期內(nèi)的電壓×時間積分必須相等于是得到占空比D Vout / VinCCM下。這個公式看起來簡單但要注意它隱含一個金屬般的規(guī)律要么調(diào)Vin要么調(diào)D否則Vout定不下來。實際中由于上管導通有壓降、下管續(xù)流有壓降輸出會比理想值略微偏低所以反饋環(huán)路會略微增大占空比去補。如果你在低溫環(huán)境下測到輸出電壓偏低了0.1V別急著懷疑電感很可能就是死區(qū)時間加長了導致占空比縮小。我在做5V/2A輸出時輸入12V開關頻率500kHzCCM下占空比約為5/12≈0.42開關周期2μs上管導通時間約0.83μs關斷時間1.17μs。實際控制器會根據(jù)反饋自動調(diào)節(jié)但你要以此為基礎去算電感平均電流。2.2 電感值怎么選紋波電流與負載跳變Buck電感的核心任務是限制峰值電流、存儲和釋放能量。電感感值越大電流紋波越小但動態(tài)響應越慢、體積越大。通常紋波系數(shù)ΔI_L / I_load取20%40%比較折中我對滿載電流2A的設計習慣取0.3也就是紋波電流0.6A。規(guī)則計算公式放電階段電感電流變化 ΔI_L (Vout / L) * (1 - D) * T反過來也可以寫成 L (Vin - Vout) * D / (f * ΔI_L)。按上面的數(shù)據(jù)L (12 - 5) * 0.42 / (500kHz * 0.6) ≈ 9.7μH所以選標稱10μH的電感。實際我還要看電感的生產(chǎn)廠家的飽和電流是否大于峰值電流I_peak I_load ΔI_L/2 2 0.3 2.3A至少選3A以上飽和電流否則輕載或瞬間負載變化時電感會飽和電流直接飆升燒管子。還有個容易忽略的細節(jié)輕載時會進入DCM電感電流會出現(xiàn)谷底為零此時如果電容ESR比較大輸出紋波會突然變大。很多手機快充在低電流檔位要靠PWM頻率降低來維持CCM這是另一套邏輯。你要是用固定頻率控制器就確認一下空載或輕載時的紋波是不是在可接受范圍內(nèi)。2.3 同步整流為什么是標配死區(qū)時間別搞錯早期Buck用肖特基二極管作為續(xù)流導通壓降0.4~0.5V在低電壓輸出時損耗占比高得嚇人?，F(xiàn)在幾乎都改成同步整流——下管位置放一顆MOSFET替代二極管讓電流流過MOSFEET的溝道而不是結(jié)導通損耗可以做到幾十毫歐×電流效率提升幾個百分點。但同步整流引入了上下管同時導通的直通風險所以控制器必須插入死區(qū)時間。死區(qū)太短上下管直通炸機死區(qū)太長體二極管導通反向恢復損耗增大。我調(diào)試時習慣用示波器看開關節(jié)點波形讓死區(qū)時間取大概50ns~100ns。更穩(wěn)的做法是直接用帶自適應死區(qū)的控制器像TI的TPS54620之類它們在輕載下能夠優(yōu)化。用同步整流還有一個好處整個環(huán)路特性更接近理想開關模型占空比公式算得更準。缺點是下管關斷瞬間開關節(jié)點電壓會因電感電流突變而尖峰所以開關節(jié)點的Snubber或合理的柵極電阻不能省。2.4 Buck設計容易踩的坑電感飽和、環(huán)路補償、輸出電容第一個坑是電感飽和。電感飽和不是突然的它是電流大到某個點電感量急劇下降導致電流指數(shù)上升。你在data sheet里看到的飽和電流通常是電感量下降20%或30%的點千萬別選擇剛好接近的飽和電流值。以前我做車載降12V轉(zhuǎn)5V那版就是因為飽和電流選了2.5A滿載2A的時候電感發(fā)熱嚴重實測開關節(jié)點有巨大的尖峰查了半天才看到峰值電流接近飽和區(qū)間。第二個坑是輸出電容的ESR和直流偏壓特性。陶瓷電容在直流偏壓下有效容量會下降尤其X5R/X7R25V額定值下加到12V可能只剩一半電容量。算紋波電壓不能只看標稱容值得查容值-電壓曲線。第三個坑是環(huán)路補償。峰值電流模式控制的中等功率Buck用得最多次諧波振蕩通常靠斜坡補償解決。如果你發(fā)現(xiàn)輕載時開關頻率出現(xiàn)分頻現(xiàn)象甚至電感電流出現(xiàn)“抖動”多半是斜坡補償不夠。這時候需要看數(shù)據(jù)手冊的斜坡補償設置或者將電感值增大一點來降低電流環(huán)增益。3. Boost升壓電路二極管輸出擺在那里的時候別忽略右半平面零點3.1 Boost的升壓秘密閉合時儲能斷開時釋放Boost電路的結(jié)構(gòu)是輸入直接接電感一端電感另一端接開關管漏極同時接二極管陽極二極管陰極是輸出。當開關管導通時電感兩端接在輸入和地之間電感電流上升把能量以磁場形式儲存此時輸出只能靠輸出電容維持。當開關管斷開時電感電流不能突變電感上會產(chǎn)生一個反向電壓使得二極管導通輸入電壓加電感電壓一起給輸出電容充電。所以Boost的關鍵方程是Vout Vin / (1 - D)。這里有個初學者總驚訝的結(jié)論當D接近1時輸出理論上是無窮大。但現(xiàn)實中電感繞組電阻、開關管導通電阻和二極管壓降會限住而且在占空比大于某個值后輸出不再線性上升反而可能下降。更要命的是當占空比接近1開關管關斷時間極短電感根本沒時間釋放能量輸出跌得一塌糊涂這在開環(huán)測試時特別容易看到。3.2 電感與輸出二極管Boost中最容易被低估的元件Boost電路的電感在輸入側(cè)所以輸入電流是連續(xù)的脈動小但輸出電流是脈沖式的——只有在開關管關斷的瞬間輸入電能儲備的能量才通過二極管向輸出傳遞。這意味著二極管承受的是平均值等于輸出電流、但峰值等于電感峰值電流的脈沖電流。如果輸出電流2A紋波系數(shù)0.3電感峰值電流可能就是2.3A二極管必須能承受這個脈沖電流而且反向恢復要快。輸出電容也一樣它在開關管導通期間給負載供電因此其紋波電流RMS值相當高。很多人用普通電解電容做輸出結(jié)果紋波電壓超標其實一半原因是電容ESR太大另一半是電容容值不足。我建議用低ESR的聚合物電容或陶瓷電容并聯(lián)單個陶瓷電容的直流偏壓問題也要注意因為Boost輸出電壓高偏壓影響更明顯。例如做一個12V升壓輸出電容用的是耐壓16V的陶瓷電容但實際容值可能掉到額定的一半紋波自然變大。二極管選型這個坑更隱蔽。在傳統(tǒng)非同步Boost中二極管反向恢復時間會帶來很大的開關損耗和噪聲。用普通快恢復二極管FRD做200kHz以上的升壓噪音和溫升都很糟糕?，F(xiàn)在低壓應用中基本都換成肖特基導通壓降低且?guī)缀鯖]有反向恢復問題。如果輸出電壓很高或者耐壓要求超過150V才考慮碳化硅或高壓快恢復不過對大多數(shù)人接觸的消費電子肖特基加同步整流是主流。3.3 右半平面零點Boost的環(huán)路為什么不甘心Boost最讓電源工程師頭疼的不是原理而是控制環(huán)路的右半平面零點RHPZ。這個零點頻率大致位于ω_rhpz ≈ R_load * (1-D)^2 / L。它帶來的結(jié)果是暫時提高占空比最初輸出反而會下降然后才上升——一種“先抑后揚”的響應這使得環(huán)路增益增大到一定程度后相位滯后特別嚴重導致不穩(wěn)定。我設計一個輸入12V、輸出24V、負載2A的升壓時R_Load12ΩL20μHD0.5RHPZ頻率約為12×(0.5)^2/(20μ)150kHz。這個頻率不高為了穩(wěn)定我通常把環(huán)路穿越頻率壓到RHPZ頻率的1/5以下也就是30kHz左右。這導致動態(tài)響應比Buck要慢負載瞬態(tài)過沖大。所以很多Boost的規(guī)格書里寫“適用于負載變化不劇烈的場景”不是隨便說的。如果你非要追求更快的瞬態(tài)響應可以減小電感L來把RHPZ推高但代價是紋波電流增大、效率下降這是一個權衡。另一個更常規(guī)的選擇是采用峰值電流模式控制它能把兩個極點變成一極一零點讓RHPZ的影響稍微好控制一點。3.4 Boost實測啟動浪涌與輸出過壓是怎么來的Boost電路有個經(jīng)典現(xiàn)象上電瞬間如果不做軟啟動電感電流會直接沖到高峰輸出有過沖甚至開關管燒掉。原因是控制環(huán)路還沒來得及閉環(huán)占空比可能默認開得很大電感沒有任何限流機制輸入直接經(jīng)過電感—二極管把輸出電容充電。我實測過一次12V升24V沒接軟啟動電容輸出沖到28V還帶振鈴嚇得馬上斷電。后來在CLK腳上加了軟啟動電容它能讓輸出電壓爬升時間延長到幾毫秒過沖幾乎消除。另一個常見問題是輸出短路保護。Boost的輸出端如果被短路電感電流會持續(xù)上升因為即使開關管關斷輸入還是通過電感和二極管直通到短路點——這是Boost區(qū)別于Buck的劣勢之一。很多芯片靠電流限制來做短路保護但你不能只依賴芯片還得核算短路時電感電流是否超過飽和電流。最好的辦法是加輸入側(cè)保險絲或采用帶hiccup模式的控制器讓芯片每隔一段時間重啟一次。另外同步Boost雖然提高了效率但上下管之間需要確保先開后關否則同樣會擊穿。而且下管低端開關管導通時開關節(jié)點電壓是地上管“體二極管”有反向恢復損耗占空比大時格外明顯。所以很多同步Boost在輕載下會強制關閉同步管回到二極管模式以減少開關損耗這也能讓你看到數(shù)據(jù)手冊里的“PFM”模式是怎么來的。4. Buck-Boost極性翻轉(zhuǎn)的古老方案與四開關的現(xiàn)代解法4.1 反相Buck-Boost為什么輸出是負的反相Buck-Boost的電路看起來很像Buck只不過電感放在了輸出側(cè)且輸出電容和負載都接到了地。上管導通時輸入給電感充磁輸出電容放電維持負載上管關斷時電感放電電流經(jīng)二極管流向負載和輸出電容但注意此時二極管是從開關節(jié)點指向輸出電容負極負載的接地參考點在二極管之前的“地”處因此輸出是負壓。所以它的電壓關系是 Vout -D/(1-D) * Vin。比如輸入12VD0.5輸出就是-12VD0.25輸出就是-4VD0.75輸出就是-36V。它既能升壓也能降壓但永遠是反極性的。負壓應用往往不需要高功率所以很多人用一顆反相Buck-Boost芯片如TPS63700來生成-5V之類的偏壓驅(qū)動OLED或音頻運放。反相Buck-Boost有個特點輸出電流是斷續(xù)的因為能量傳遞是通過“電感中轉(zhuǎn)”完成的輸入和輸出之間沒有共同時鐘的直流通路。這會導致輸出紋波較大同時對輸出電容的RMS電流要求也比較高。實際設計中若輸出電壓不高可以使用較低的開關頻率加上大電感來緩解但體積和成本會上去。4.2 四開關Buck-Boost的四種工作狀態(tài)現(xiàn)在大多數(shù)寬輸入電壓產(chǎn)品比如汽車電子的12V/24V系統(tǒng)、電池供電設備需要的都是非反相、既能升又能降的Buck-Boost。最流行的實現(xiàn)是四開關Buck-Boost也叫Four-Switch Buck-BoostFSBB。它由四個MOSFET和一個電感構(gòu)成Q1高壓側(cè)串聯(lián)在輸入到電感Q2低壓側(cè)從電感負極到地Q3高壓側(cè)從電感到輸出Q4低壓側(cè)從輸出負極到地。工作時可以分為幾種狀態(tài)Boost模式輸入低于輸出Q1常通直連Q2做主開關Q3作為同步整流管Q4關斷。這等效于一個Boost。Buck模式輸入高于輸出Q2常關或作為同步管反接其實Q2允許導通形成續(xù)流Q1做主開關Q4常通輸出地直接連接Q3作為同步整流管。等效于Buck。Buck-Boost過渡模式輸入接近輸出時需要同時調(diào)制Q2和Q3或Q1和Q4讓輸出穩(wěn)定。此時電流路徑更復雜控制也最難。關鍵的模式切換點是輸入電壓跨越輸出電壓。四開關最大的價值在于開關時不會讓輸入和輸出短接而且可以做到無縫切換。常見控制方式是當輸入稍低于輸出時Q1導通Q2調(diào)節(jié)等效Boost當輸入稍高于輸出時Q1調(diào)節(jié)Q4導通Q2關斷等效Buck在輸入近似等于輸出的死區(qū)內(nèi)用Buck-Boost重疊區(qū)保證占空比不突變。4.3 參數(shù)計算與模式切換的實戰(zhàn)細節(jié)四開關Buck-Boost的電感電流計算方法可以分開來看。Buck模式下紋波用Buck公式Boost模式下用Boost公式過渡模式下則要同時考慮輸入和輸出的電壓關系。一個簡單的計算示例輸入9V~16V輸出12V/4A開關頻率400kHz電感取22μH。在Buck模式Vin16V, Vout12V時D12/160.75ΔI_L (16-12)0.75/(400k22μ)0.341A紋波系數(shù)對4A來說約8.5%偏小說明電感量足夠大可以減小到15μH來節(jié)省體積。在Boost模式Vin9V, Vout12V時D1-9/120.25ΔI_L 90.25/(400k15μ)0.375A紋波系數(shù)約9.4%也在合理范圍。峰值電流在滿載時約為40.194.19A選電感時飽和電流至少留30%裕量約5.5A以上。實際設計中最坑的是模式切換時環(huán)路怎么保證一致。很多芯片里會自動在Buck和Boost之間用一個固定的重疊窗口窗口內(nèi)四個管子中有三個在開關效率略降但控制更連貫。你自己做模擬控制時我建議不要讓占空比在切換點附近有明顯的跳變否則負載瞬態(tài)會在切換點附近出現(xiàn)臺階。關于地參考四開關Buck-Boost的輸出參考地和輸入地是同一點所以在電源系統(tǒng)中處理起來比反相Buck-Boost簡單很多。但正因為輸入輸出直連所以EMI控制反而更嚴格因為整個功率環(huán)路上都有高頻電壓變化PCB布局要把輸入環(huán)路和輸出環(huán)路分隔清楚功率地面不能混走信號。5. 方案之外的電源設計經(jīng)驗電感選型、環(huán)路補償與PCB布局怎么避坑5.1 電感選型DC偏置曲線與飽和電流三種電路的實戰(zhàn)里電感選型是共通的也是最容易被輕視的。很多工程師只看了電感上寫的額定電流和飽和電流卻忽略了“電感量隨直流偏置的變化”。一體成型電感或鐵粉芯電感當直流電流增大時磁芯逐漸飽和電感量會呈L-I曲線下降。如果你在滿載時電感量已經(jīng)掉到初始值的70%你的紋波計算、環(huán)路相位都會偏移。我習慣的做法是根據(jù)滿載峰值電流查L-I曲線確保在該電流下電感量不低于規(guī)格值的80%。比如上面四開關Buck-Boost的例子峰值電流4.2A我會找飽和電流至少5.5A的電感并實測在4A左右電感量是否能保持在15μH附近。另外鐵硅鋁磁環(huán)的軟飽和曲線更平滑但損耗大一體成型飽和曲線硬但損耗低、嘯叫少。消費電子產(chǎn)品盡量用一體成型既屏蔽EMI又安靜。還有一個細節(jié)電感直流電阻DCR。DCR大的話滿載效率下降明顯甚至會造成熱失控。比如1mΩ的電感在4A電流下?lián)p耗16mW10mΩ就是160mW環(huán)境溫度一高散熱差的設計就會發(fā)現(xiàn)電感溫度明顯高于其他元件。選完飽和再選DCR別本末倒置。5.2 環(huán)路補償從峰值電流到電壓環(huán)的調(diào)試順序調(diào)試電源環(huán)路是我最常被問的問題。首先要理解你的電源是電壓模式還是峰值電流模式。峰值電流模式的控制對象更簡單次級輸出濾波環(huán)節(jié)少一個極點補償相對容易電壓模式則必須處理LC雙極點需要TYPE III補償。我自己的調(diào)試順序是先不看補償網(wǎng)絡直接用開環(huán)仿真或Bode儀測量功率級的幅頻和相頻。沒有Bode儀的話可以用負載瞬態(tài)加示波器來近似加大負載階躍看輸出電壓是否振鈴多次正常應該恢復到穩(wěn)態(tài)只需一兩個周期。如果振蕩說明相位裕量不足需要降低穿越頻率或增加零點。補償網(wǎng)絡的零點一般設置在輸出LC極點的1倍左右極點設置在開關頻率的1/2附近或稍高一點用來濾除開關噪聲。穿越頻率我習慣放在開關頻率的1/10到1/5對Buck來說輕輕松松對Boost就不得不壓低比如Boost穿越頻率放RHPZ的1/5。如果動態(tài)響應還是不夠先檢查電感是不是太小了導致RHPZ頻率太低而不是拼命加環(huán)路帶寬。這算是我當年繞了很久才想明白的。5.3 PCB布局功率回路與采樣點不能亂最后講布局。做開關電源哪怕原理圖完全正確布局一團糟也會讓你懷疑人生。核心原則是讓功率環(huán)路的面積最小。對于Buck最小環(huán)路就是上管、下管、輸入電容之間那個三角形區(qū)域?qū)oost而言是把電感、開關管、二極管、輸出電容之間的回路盡量縮小。高頻電流路徑越短EMI越少。采樣點也很講究。輸出電壓的反饋線要從輸出電容的根部拉出來不要沿著功率走線去取更不要跨過電感的正下方。如果輸出是多電容并聯(lián)采樣點應放在負載附近或離電容稍微進負載一端而不是隨便接在一個電容的引腳上。我見過有人把反饋電阻放在大電感旁邊結(jié)果輕載時電感磁場耦合產(chǎn)生了幾十毫伏的噪聲導致輸出不穩(wěn)。反饋走線盡量用細線遠離開關節(jié)點必要的時候加一個RC低通濾波。地線處理上功率地和控制地要單點連接控制部分的采樣芯片地不要串接在高頻功率地中間。有個很蠢但常見的錯誤把芯片的AGND接到了下管源極處那里的di/dt非常大會造成地彈噪聲輕則輸出抖動重則芯片觸發(fā)保護。當然這些經(jīng)驗不止適用于這三種拓撲。但至少把Buck、Boost、Buck-Boost的脾氣摸清了其他衍生拓撲Cuk、SEPIC、Zeta你也能觸類旁通。畢竟開關電源的本質(zhì)就那么多能量通過電感中轉(zhuǎn)你控制好開關的時機和節(jié)奏剩下的就是和噪聲、熱、損耗慢慢相處。我在實際項目里最深的體會是不要只盯著數(shù)據(jù)手冊里的公式看把示波器夾在開關節(jié)點上多看看真實波形很多原理上的直覺就建立起來了。